13. Автомобильный адаптер питания для ноутбука и его
моделирование
Многие радиолюбители, приступая к
разработке такого адаптера собственной конструкции, сетуют на достаточно
высокую стоимость их промышленных образцов, — от $50 и выше (см., например,
WEB.GEOWAP.MOBI (каталог схем и конструкций для радиолюбителей), журнал «Радио-конструктор»
№4 за 2009 год). В большинстве случаев можно согласиться с этим
утверждением, однако автору этой заметки удалось приобрести такой адаптер за
374 российских рублей (около $11) в интернет-магазине
svt-k.ru. Легко догадаться, что это изделие китайского
производства, причем не лучшего качества по исполнению, судя по ручной
приклейке SMD-компонентов и их (также ручной) пайке. Тем не
менее схема устройства оказалась достаточно современной,
о чем будет сказано далее при ее анализе.
Характеристики адаптера:
Тип — NPA-DC1DC компании GEMBIRD.
Входное напряжение Ui = 11…14 B.
Максимальная выходная мощность — 80 Вт.
Выходные напряжения: 15В/16В/18В/19В/20В при токе до 4 А и 22В/24В при токе до 3,3 А.
Защита при токе перегрузки до 10 А.
Защита от короткого замыкания.
Размеры блока 89 × 57,5 × 31 мм (Д ×
Ш × В).
Длина входного кабеля с вилкой под прикуриватель — 350
мм, выходного с набором из 9-ти переходников под различные типы ноутбуков — 1,4 м.
Масса адаптера со всеми кабелями — 200 г.
Итак, снятая по печатной плате схема адаптера (с
возможными ошибками и невозможностью «опознания» номинального значения емкости SMD-конденсаторов) показана на рис. 13.1. Фактически схема представляет собой повышающий импульсный
DC/DC-преобразователь (ИП) с 12 В до 15…24 В на базе
интегральной микросхемы (ИМС) ШИМ-контроллера HY3843 (китайский клон UC3843 компании Fairchild Semiconductor), функциональное назначение выводов которой заключается в следующем (см.
здесь и на странице
http://www.shemotehnik.ru/ispit/126-sxema-bloka-pitaniya-na-uc3843.html).
1. C(o)mp (здесь и далее в скобках показаны пропущенные на рис. 13.1 символы) — выход
усилителя ошибки рассогласования.
2. Vfb — инвертирующий вход усилителя ошибки рассогласования,
который соединяется с выходом Cmp
через резистор обратной связи сопротивлением около 150 кОм,
зашунтированным конденсатором емкостью 100 пФ для коррекции амплитудно-частотной
характеристики усилителя (в нашем случае используется только резистор R21; возможно, что конденсатор встроен в китайский
вариант ИМС). Напряжение на этом выводе, формируемое делителем выходного напряжения 24 B на
резисторах R10 и (R12)||(R13*)), сравнивается с внутренним образцовым,
поступающим внутри ИМС на неинвертирующий вход усилителя
ошибки рассогласования. В результате сравнения увеличивается или
уменьшается коэффициент заполнения (отношение длительности выходных импульсов к
периоду их следования), чем и достигается стабилизация выходного напряжение преобразователя.
Для установки
других выходных напряжений (22…15 В) параллельно R10 переключателем П
подключаются резисторы R19—R14. В приведенном описании обозначено: || — знак
параллельного включения основного R12 и подстроечного резистора R13*.
3. CS — вход сигнала перегрузки; формируется на резисторе R1 в цепи истока ключевого транзистора (КТ) Q1 и поступает на вход через R5. При повышении тока через КТ (например, в случае
перегрузки ИП) напряжение на R1 увеличивается, после
достижения порогового значения ИМС блокируется и КТ переводится в закрытое
состояние. Для повышения эффективности
схемы защиты используется (предположительно) конденсатор С3, наличие которого
способствует срыву автоколебаний тактового генератора при перегрузке ИП и,
следовательно, остановке работы ИМС с переводом ее в микрорежим по
энергопотреблению.
4. R(t)/C(t) — вывод для подключения времязадающей
RC-цепочки. Рабочая частота внутреннего генератора устанавливается
подсоединением резистора R22 к опорному напряжению Vref
(вывод 8) и конденсатора С4 (как правило, емкостью
около 3 000 пФ) к общему выводу. Как показали осциллографические измерения,
период колебаний задающего генератора составляет около 13 мкс. Если принять,
что он равен примерно 0,7×R22×C4 = 14×10-6 c,
то из этого условия действительно получим С4 » 3000 пФ. Верхнее значение частоты
ограничивается быстродействием КТ, а нижнее — запасаемой накопительным дросселем
L1 энергией, которая падает с уменьшением
частоты. Практически частота выбирается в диапазоне 35…85 кГц, но иногда ИП
вполне нормально работает как при большей, так и при меньшей частоте. При этом
конденсатор С4 должен обладать минимальными потерями.
5. Gnd — общий вывод.
6. Out — выход ИМС, подключается к затвору КТ Q1 через цепочку (R4||D2 + R3) и через (R23||C8) — к базе транзистора Q3 для управления синхронным ключом на Q2 (см. ниже).
При положительном импульсе с выхода 6 открывается Q1 и Q3, в результате чего
производится заряд накопительного дросселя L1 через
Q1 и L11
через R7 + D3 + Q3. При этом Q2
остается закрытым вследствие малого падения напряжения на
открытом D5.
В паузе импульсной тактирующей последовательности
транзисторы Q1 и Q3
закрываются, в результате импульс напряжения суммарной ЭДС самоиндукции Eс = Е(L1) + Е(L11) положительной полярности через R7 + D3 + R8 + R9 (диоды D4 и D5 закрыты) создает на R26 и, следовательно на затворе Q2 падение напряжение, превышающее напряжение на его
истоке на несколько вольт. Поскольку положительное напряжение на затворе больше
напряжения на истоке, то Q2 открывается, шунтируя D6, и L1 разряжается на
конденсаторы фильтра и нагрузку.
7. Vcc — вход питания ИМС; осуществляется непосредственно от источника преобразуемого напряжения
+12 В через диод D1 и конденсатор фильтра С1.
8. Vref — выход внутреннего источника опорного
напряжения 5 В с выходным током до 50 мА; используется
для подключения времязадающего резистора R22.
Заметим для любителей иностранных терминов, что
рассматриваемая схема повышающего ИП носит также название бустерной (от анг. boost — повышать напряжение) [4].
Силовая часть содержит мощные полевые (MOSFET)
транзисторы
Q1, Q2 (цифрами 1, 2 обозначены их паразитные диоды),
маломощный биполярный Q3, накопительный дроссель
L1 с дополнительной обмоткой обратной связи L11, диод Шоттки D6 и элементы фильтрации на входе (ЕС1)
и на выходе (ЕС4, L2, ЕС5, С7). Основным
коммутирующим транзистором является Q1, Q2
выполняет роль вспомогательного или так называемого синхронного ключа (СК) [1],
который работает в инверсном или, как определено в [1], в режиме отрицательных
напряжений и токов. Интересно,
что в этом режиме, согласно приведенным в [1] сведениям, мощные
MOSFET-транзисторы обладают на 10-15% меньшим
сопротивлением в открытом состоянии по сравнению со стандартным. Если для SSF6010 это сопротивление нормируется на уровне 0,008 Ом,
то в инверсном режиме оно может быть снижено до 0,007 Ом. При выходном токе
Рис. 13.1. Схема преобразователя
Для обсуждения силовой части ИП
обратимся к ее модели на рис. 13.2, выполненной в программе Proteus
[2], которая несущественно отличается от ее аналога на рис. 13.1, разве только
отсутствием диода Шоттки у СК Q2 типа BUZ11 (60 B, 20 A, Rds = 40 мОм), что
вызвано в первую очередь выяснением роли этого ключа в чистом виде, т. е. без
разрядного диода.
В качестве накопительного
дросселя использован трансформатор TR1 указанного
на схеме типа из библиотеки Inductors/Transformes с установленными в его диалоговом окне
индуктивностью первичной и вторичной обмоток в 40 мкГн; из той же библиотеки (Inductors/Generic) взят и дроссель L2.
Показанное на рис. 13.2 соединение выводов первичной обмотки и вторичной (для
управления транзистором Q2) установлено
экспериментально из условия обеспечения работоспособности модели, т. е в соответствии со схемой на рис. 13.1. Источник преобразуемого
напряжения V1 взят из библиотеки Simulator Primitives/Sources/VSOURCE; резисторы — из Resistors/Generic; конденсаторы — из
Capacitors/Generic;
диоды — из Diodes/Generic.
Рис. 13.2. Модель силовой части преобразователя
Процесс моделирования складывается из двух этапов. На
первом этапе снимаются осциллограммы с помощью инструмента ANALOQUE из меню Graph Mode на боковой панели рабочего окна программы и пробников
напряжения из той же панели. На втором этапе, когда необходимо получить
результат измерения выходного напряжения с помощью вольтметра UO, используются кнопки Play
(непрерывное моделирование), Step (пошаговое), Pause (пауза) и Stop
(останов). Поскольку в этом режиме пробники продолжают работать, то их
необходимо располагать так, чтобы выводимые ими данные несильно искажали схему,
если требуется получить ее экранную копию.
В модели в качестве источника тактовых сигналов Us используется импульсный генератор Pulse из меню Generator Mode на боковой панели с указанными на схеме
параметрами выходных сигналов. Чтобы не загромождать окно инструмента ANALOQUE в режиме вывода осциллограмм, пробник Us включен через делитель напряжения на резисторах R5, R6.
Рабочее окно инструмента ANALOQUE с осциллограммами в обычном режиме вывода показано на
рис. 13.2, а после применения команды Maximize
из контекстного меню — на рис. 13.3, из которого видно, что после пуска
преобразователя напряжение на выходе КТ (осциллограмма Q1(D)) стабилизируется через
197 мкс (см. показания TIME в отмеченной
визирной линейкой точке, в которой амплитуда импульса Q2(G) в
паузе равна 18 В), т. е. время переходного процесса
составляет примерно 200 мкс. При этом амплитуда импульса Q1(D) и, следовательно, и на
истоке Q2 при
том же времени TIME составляет 15,5 В,
т. е. меньше Q2(G) на 2,5
В, что согласуется с раннее описанным процессом функционирования схемы
оригинала на рис. 13.1.
Рис. 13.3. Результаты измерений с СК на BUZ11
Теперь заменим в схеме модели транзистор СК на IRF3805L (максимальное напряжение
стока 55 В при токе 220 А) с паразитным диодом (на
изображении транзистора он выглядит как диод Шоттки).
Результаты осциллографических измерений для этого случая (рис.
13.4), аналогичные по объему с моделью на BUZ11, заметно отличаются от
показанных на рис. 13.3 тем, что в паузе напряжение на затворе Q2(G), наоборот, меньше напряжения на
истоке (или на стоке Q1(D)) примерно на 0,5 В.
Получается, что Q2
открывается при напряжении на затворе –0,5 В (!) или его работа «затмевается»
более скоростным диодом Шоттки. Тем не менее такие
«отрицательные» результаты совпадают с выводами в работах [5, 6], приведенными
в [4].
Рис. 13.4. Результаты измерений с СК на IRF3805L
Рассмотренная модель может быть использована, на наш
взгляд, для проверки следующих расчетных соотношений [1, 3, 4]:
1. Максимально допустимое значение индуктивности
накопительного дросселя, определяющее максимально возможную мощность ИП
Lmax = Ui×Un×Ym×T/2Pn,
(13.1)
где Ui, Un — входное (преобразуемое) и выходное напряжение ИП; Ym = Tim/T ≤ 0,9 — максимальное значение
коэффициента заполнения; Tim, Т —
максимальная длительность импульса (время заряда дросселя) и период их
следования; Pn — выходная
мощность ИП.
2. Минимально допустимое значение индуктивности
накопительного дросселя, определяющее максимально допустимый ток стока или
коллектора коммутирующего транзистора и скорость его переключения
Lmin = Unmin×Ti/2Inm,
где Unmin — минимальное
выходное напряжение ИП; Ti — минимальная
длительность импульса заряда, определяемая, в частности, как 3Тп; Тп — время переключения КТ; Inm — максимальный выходной ток преобразователя.
3. Коэффициент пульсаций выходного напряжения
Кп = Ui×Ти×Тп/Un×L×C, (13.2)
где Ти, Тп —
длительность импульса заряда и паузы (разряда) накопительного дросселя
индуктивностью L; C —
емкость фильтрующего конденсатора.
Заметим, что формула (13.2) не вполне корректна,
поскольку в ней не учитывается индуктивность дросселя фильтра L2 на схеме рис. 13.1.
4. Соотношение между входным Ui и выходным Un
напряжением преобразователя (Un/Ui ≤ 5).
Адаптер в разобранном виде и
элементы его комплектации показаны на рис. 13.5, на котором отдельные
компоненты обозначены в соответствии со схемой на рис. 13.1 и, кроме того,
показаны фрагменты входного кабеля с вилкой 2 под прикуриватель и выходного
кабеля с разъемом 1 для подключения переходников 3, 4 под различные типы
ноутбуков и других приборов с аналогичными разъемами питания. Наличие такого большого количества
переходников и широкий спектр выходных напряжений позволяет отнести адаптер к
универсальным устройствам такого класса.
Рис. 13.5. Элементы конструкции адаптера NPA-DC1DC
На монтажной плате со стороны печати (рис. 13.6) показана ИМС HY3843 в корпусе 8-SOP (позиция 5), проводники 6 для
подключения лабораторного источника питания, а также выводы катушки обратной
связи L11. На рис. 13.6 показана также верхняя крышка корпуса с 4-мя отверстиями по
углам для соединения с нижней крышкой корпуса шурупами-саморезами,
головки которых в углублениях нижней крышки прикрыты круглыми
ножками-липучками.
Рис. 13.6. Монтажная плата со стороны печати
На рис. 13.7 более рельефно показан резистор R1 в виде
петли из высокоомного провода, сопротивление которого
оказалось соизмеримым с сопротивлением измерительных проводов малогабаритного
цифрового мультиметра. На рис. 13.7 показаны также
«вакантные» места под неиспользуемые компоненты, в частности, под ИМС 7 в
корпусе 8-DIP, что позволяет предполагать о наличии других
модификаций адаптера.
Рис. 13.7. Блок адаптера в нижней крышке корпуса
Если ИМС 7 — сдвоенный операционный усилитель (ОУ), то можно
предполагать, что одна из модификаций адаптера может быть выполнена по схеме В.
Каравкина [7] (рис. 13.8), в которой на ОУ А1.1 собрана схема контроля входного напряжения Ui. Если Ui > 10 В,
то напряжение на инверсном входе А1.1 больше чем на прямом (неинверсном)
и на выходе А1.1 — нулевой потенциал (логический нуль), т. е. светодиод Н1 «потушен»
и на входе 3 ИМС А2 сигнал ее блокировки отсутствует. При Ui < 10 В
на выходе А1.1 — сигнал логической единицы, в результате чего загорается Н1 и
работа А2 прекращается. Порог блокировки определяется коэффициентом передачи
делителя на резисторах R3 и R4.
Рис. 13.8. Адаптер В. Каравкина
Компаратор на ОУ А1.2 служит для выработки сигнала блокировки при перегрузке
по выходному току, например, при коротком замыкании. При этом датчиком тока
являются активные (омические) сопротивления дросселей фильтра L2 и L3, на
которых формируется дифференциальный сигнал для А1.2.
При перегрузке напряжение на прямом входе А1.2 будет
больше напряжения на инверсном входе, в результате чего на выходе А1.2 формируется
сигнал логической единицы, под действием которой загорается светодиод Н2 и на вход
3 ИМС А2 поступает сигнал блокировки. Порог срабатывания, согласно
рекомендациям автора, производится подбором сопротивления резистора R13: при
его уменьшении ток срабатывания уменьшается, а при увеличении — увеличивается.
Как было сказано в
начале этой заметки, максимальная мощность адаптера нормируется на уровне 80
Вт, что существенно выше потребляемой мощности большинства ноутбуков, а тем
более нетбуков. Как следует из формулы (13.1),
мощность ИП при заданной индуктивности L накопительного
дросселя и текущем значении коэффициента заполнения Y
Pn = Ui×Un×Y×T/2L = Ui×Un×Tи/2L,
т. е. прямо пропорциональна коэффициенту
заполнения Y тактового генератора и, следовательно,
для уменьшения Pn
необходимо уменьшать Y за счет уменьшения длительности зарядного импульса
или снижения частоты их следования. В нашем случае был апробирован последний
вариант путем подключения конденсатора емкостью 3300 пФ параллельно
конденсатору С4, что позволило снизить тактовую частоту
и, следовательно, выходную мощность примерно
Рм = Ру×Vм×F×Кнс,
где Ру — удельные потери; в зависимости от
материала магнитопровода (как правило
феррита) составляют от 0,093 до 0,272 Вт/см3 (в [4] эти данные
представлены в табличном виде); Vм —
объем сердечника, см3; F —
частота перемагничивания, Гц; Кнс — коэффициент несинусоидальности сигнала перемагничивания; в зависимости
от коэффициента заполнения примерно равен 2 при Y = 0,1…0,2 и практически линейно уменьшается до
1,3 при Y = 0,4…0,9 (в [4] эта зависимость представлена в виде графика).
Явление скин-эффекта, вызываемое вихревыми токами за
счет локальных магнитных полей в толще проводника и приводящее к вытеснению
породившего их основного тока к поверхности проводника, приводит к уменьшению эффективной площади его поперечного
сечения и, следовательно, к увеличению его активного сопротивления. В случае
использования медных обмоточных проводов глубина Н проникновения тока в его толщу
определяется эмпирической формулой Н = 75/F1|2. Влияние скин-эффекта
учитывается введением так называемого добавочного коэффициента потерь Кдп. При диаметре провода D
< 2H (случай низких частот)
Кдп = 1 +
0,0013(D/H)4,
а при D > 2H (случай высоких частот)
Кдп = 0,25 + 0,25(D/H) + 0,25(H/D).
Для снижения влияния скин-эффекта (своеобразного
аналога явления самоиндукции) рекомендуют использовать многожильный обмоточный
провод с эквивалентным диаметром
De = 0,71D/N1/2,
где N — число жил (проводов) многожильного провода.
Однако в этом случае возникает эффект близости (своеобразный
аналог явления взаимоиндукции), который сродни скин-эффекту по уменьшению
эффективного поперечного сечения проводников, но вызванного токами,
протекающими в соседних проводниках. В
этом случае приходится вводить еще и добавочный коэффициент потерь
многожильного провода
Кдпм = 1 + (De/H)4 [0,0013
+ 0,002(D/De)2].
Таким образом, снижение тактовой частоты
рассматриваемого адаптера не должно сказаться на его КПД. Это относится и к пульсациям
выходного напряжения, поскольку со снижением его выходной мощности
пропорционально уменьшается и выходной ток.
Литература
1. Семенов Б. Ю. Силовая электроника для любителей и
профессионалов. —М: «СОЛОН-Р», 2001, 327 с.
2. Карлащук
В. И. Электронная лаборатория на IBM PC/Том 3. Моделирование в среде Proteus. Учебное пособие. — М.: РУДН, 2009, 264 с.
3. Карлащук
В. И. Электронная лаборатория на IBM PC / Том II. Моделирование элементов
телекоммуникационных и цифровых систем на VisSim и Electronics Workbench. Изд. 6-е
пер. и доп. — М.: Солон-Пресс, 2006, 640 с.
4. Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному. — М: «СОЛОН-Пресс», 2005, 416 с.
5. Байтурсунов В. и др.
Повышение КПД понижающих конверторов при синхронном выпрямлении. — Журнал «Chip news», 1999, №12.
6. Башкиров В. Параметрическая оптимизация
МОП-транзисторов — ключ к повышению эффективности DC/DC-конверторов. — Журнал
«Электронные компоненты, 2000, №3.
7. Каравкин В. Адаптер для
питания ноутбука в автомобиле. — Журнал «Радиоконструктор»,
2009. №4 (материал размещен также на сайте
Схемные файлы моделей — здесь
Первая редакция —